当前消费类电子产品的巨大市场和发展潜力,使采用电池供电的便携式产品的小功率、低功耗、高效率、小体积、轻重量的直流电平转换器(DC/DC Converter)发展迅猛。对于许多应用于便携式产品中的电子系统，如彩色LCD显示屏、手机背光屏等，DC/DC是其非常理想的电源转换器件[1]。

　　本文基于2μm 15V双极型工艺设计了一种电流控制型PFM Boost DC-DC开关变换器芯片，通过采用低反馈电阻技术减小外部反馈电阻的损耗，并采用负载电流反馈技术调节系统占空比以减小系统稳态时输出电压电流纹波系数。芯片采用Fixed-On-Time控制方式，当整个系统稳态时处于Boost PFM的不连续导通模式(DCM)，而这种工作模式具有天然的稳定性[2]。

　　1 电路系统结构设计

　　系统采用如图1所示典型的电流控制型PFM Boost DC-DC 变换器拓扑结构，虚线框内为芯片原理框图，框外为外围器件连接示意图。其中，STDN为芯片的使能端，低电平时关断整个芯片以降低静态功耗;SENSE为输出电压反馈采样端;VFB为负载电流反馈采样端;DRIVE为外部功率开关控制端;基准电压通过电阻分压产生A2比较器的参考电压VRA2;A1比较器的参考电压为VRA1;A1和A2通过一个二端与非门控制一个暂稳态为1.7μs单稳态电路;输出级DRIVE驱动外部功率管QT。

　　系统将工作在两个状态：连续导通模式(CCM)和不连续导通模式(DCM)。VIN上电，STDN置高电平，基准源为A2比较器提供的比较参考电压为VRA2。由于系统刚启动，A1、A2输出高电平，单稳态电路不触发，输出高电平，外部功率管QT导通。当VSENSE>VRA1，A1输出低电平，单稳态电路触发，DRIVE电压迅速被拉低，开始给外部C2充电，在RS2两端电压未达到A2比较参考电压前，系统将重复上述过程，系统工作在连续导通模式。当RS2两端电压超过A2比较电压VRA2时，A2比较器输出低电平，单稳态电路触发，外部功率管关断，从此时起1.7μs内L给C2充电，当L放完电后，C2开始放电，致使RS2两端电压仍然超过A2比较电压，A2输出低电平，单稳态电路持续输出低电平，外部功率管继续处于关断状态，系统工作在不连续导通模式。系统启动升压为连续导通模式，进入稳态后系统为不连续导通模式。

　　2 电路原理与设计

　　2.1 开关限流控制电路

　　图1中A1比较器、单稳态触发器、驱动放大器和外部开关管组成的环路为开关限流控制电路。假定单稳态触发器输出高电平稳态，外部功率管QT导通，二极管D截止，电感L中的电流线性上升。当电感电流较小时，限流电阻RS1上的压降小于30mV，A1 比较器输出低电平，不能触发单稳态触发器翻转;而当电感电流上升至限流Ipk时，电阻RS1上的压降达到VRA1，A1 比较器输出翻转，输出低电平经与非门控制单稳电路进入暂稳态,外部功率管QT关断。由于电感电流必须连续，因此电感L的感应电动势为左负右正，二极管D导通，电感L开始对C2进行充电，输出电压VOUT上升。这一过程将持续1.7μs至暂稳态结束，单稳态触发器重新回到高电平稳态，再次使QT重复上述的开关过程，直至最终VOUT达到额定输出电压。

　　图2为A1比较器电路，BIAS为偏置端，VA1为输出端，VS为正向输入端，SENSE为负向输入端，即为外部电感电流Ipk检测端。由于Q10、Q11、Q12偏置相同，故其提供的偏置电流相同。Q10、Q13、RS构成A1比较器正向输入支路。由于VCC和VBIAS电压为常数，Q13采用二极管连接方式，A点的电压为VBE13+VS;由于Q13、Q14同为NPN管，其两管的VBE阈值电压相同，当VSENSE>VBE13+VS-VT(be)时，Q14截止，B点上升为高电平，Q15导通，VA1输出低电平，通过控制与非门触发单稳电路，外部功率管关断，VSENSE迅速下降为0，Q14导通，B点被拉至低电平，Q15关断，VA1输出高电平，此时控制信号为与非门所屏蔽，不触发单稳电路。电路进入1.7μs暂稳态，等待外部电感L放电结束。

　　由于系统外围电路的主要功率损耗来源于反馈电阻RS1和电感L的寄生串联电阻，所以可以通过低反馈电阻技术来降低系统外围器件功耗。即通过调节RS可以提供一个尽可能小的比较参考电压VRA1(约为30mV)，对于电感：

　　当VRA1减小时，对于相同电感的Ipk，可以有效地减小RS1阻值，进而降低系统外围器件功耗。